绝缘门极双极型晶体管(Isolated Gate Bipolar Transistor,简称变频电源电路设计中IGBT),也称绝缘门极晶体管。由于变频电源电路设计中IGBT内具有寄生晶闸管,所以也可称作绝缘门极晶闸管,它是上世纪80年代中期发展起来的一种新型复合器件。由于它将MOSFET和GTR的优点集于一身,既具有输入阻抗高、速度快、热稳定性好和驱动电路简单的优点,又有通态电压低、耐压高的优点,因此技术发展很快,倍受厂商和用户欢迎。在电机驱动、中频和开关电源以及要求快速、低损耗的领域,变频电源电路设计中IGBT有取代MOSFET和GTR的趋势。但在变频电源电路设计中IGBT实际应用中,要重点考虑的一个问题是变频电源电路设计中IGBT的保护问题,在此自行设计了一种简单又适用的保护电路,并取得了很好的效果。
变频电源电路设计中IGBT驱动要点
1变频电源电路设计中IGBT栅极驱动电压Uge
变频电源电路设计中IGBT的驱动条件与变频电源电路设计中IGBT的特性密切相关。在设计栅极驱动电路时,当栅极驱动电压大于阈值电压时变频电源电路设计中IGBT即可开通,一般情况下阈值电压Uge(th)=5～6V。这样即可以使变频电源电路设计中IGBT在开通时完全饱和,通态损耗最小,又可以限制短路电流。因此栅极驱动电压Uge需要选择一个合适的数值,以保证变频电源电路设计中IGBT的可靠运行。栅极电压增高时,有利于减小变频电源电路设计中IGBT的开通损耗和导通损耗,但同时将使变频电源电路设计中IGBT能承受的短路时间变短(10μs以下),使续流二极管反向恢复过电压增大,所以务必控制好栅极电压的变化范围,一般Uge可选择在-10～+15V之间,关断电压为-10V,开通电压为+15V。因此通常选取栅极驱动电压Uge≥D×Uge(th),系数D=1.5、2、2.5、3。当阈值电压Uge(th)为6V时,栅极驱动电压Uge则分别为9V、12V、15V、18V,12V最佳。使变频电源电路设计中IGBT在关断时,栅极加负偏压,以提高抗负载短路能力和du/dt引起的误触发等问题。
2变频电源电路设计中IGBT栅极电阻Rg
选择适当的栅极串联电阻Rg对变频电源电路设计中IGBT驱动相当重要。当Rg增加时,将使变频电源电路设计中IGBT的开通与关断时间增加,使开通与关断能耗均增加,但同时,可以使续流二极管的反向恢复过电压减小,同时减少EMI的影响。而门极电阻减少,则又使di/dt增大,可能引发变频电源电路设计中IGBT误导通,当Rg减小时,减小变频电源电路设计中IGBT开关时间,减小开关损耗;但Rg太小时,可导致g、e之间振荡,变频电源电路设计中IGBT集电极di/dt增加,引起变频电源电路设计中IGBT集电极尖峰电压,使变频电源电路设计中IGBT损坏。因此,应根据变频电源电路设计中IGBT电流容量和电压额定值及开关频率选取Rg值,如10Ω、15Ω、27Ω等,建议g、e之间并联数值为10kΩ左右的Rge,以防止栅极损坏。
保护电路
1设计思路[1]
在负载持续短路时,这些驱动集成电路有可能使变频电源电路设计中IGBT重复承受数毫秒的大电流脉冲。短路期间强大的电流脉冲威胁变频电源电路设计中IGBT的安全并有可能导致其不可恢复性损坏。因此一旦发生负载短路,必须尽可能地减少变频电源电路设计中IGBT短路过电流的工作时间,这就必须通过外电路闭锁输入驱动信号,防止变频电源电路设计中IGBT连续通过大电流脉冲。单靠驱动集成电路本身不足以完全保护变频电源电路设计中IGBT,必须外加辅助保护电路切断输入驱动信号。
2硬件保护电路组成
本文通过LM358和LS373能有效地实现过流和短路保护功能。其电路主要由一个LM358、两个二极管、一个地址锁存器LS373、两个参考电压等组成。
1
LS373芯片的特性
LS373为三态输出的八D透明锁存器,其外部管脚及逻辑如图1所示。
LS373的输出端1Q～8Q可直接与总线相连。当三态允许控制端OE为低电平时,1Q～8Q为正常逻辑状态,可用来驱动负载或总线。当OE为高电平时,1Q～8Q呈高阻态,既不驱动总线,也不是总线的负载,但锁存器内部的逻辑操作不受影响。当锁存允许端LE为高电平时,Q随数据D而变。当LE为低电平时,Q被锁存在已建立的数据电平。当LE端施密特触发器的输入具有滞后作用,可使交流和直流噪声抗扰度被改善400mV。引出端符号:1D～8D为数据输入端,OE三态允许控制端(低电平有效),LE锁存允许端,1Q～8Q为输出端。真值表如表1所示。
2
硬件保护电路分析
连接方法如图2所示,
也称为双限比较器。参考电压为+5V和-5V,当输入电压UINPUT<-5V时,运放LM358输出-15V,这时二极管VD1截止,VD2导通,Uin=12.96V,UDIR=5V,根据真值表,LS373的输出为高阻态,从硬件上封锁PWM的输出,UDIR=0V,光耦导通(见图3),
F为低电平;当输入电压为-5V<UINPUT<+5V时,运放LM358输出-15V,VD1截止,VD2截止,Uin=0V,UDIR=0V,由于LS373的ENABLE为高电平,所以输入信号与输出信号一致,UDIR=5V,光耦截止,F为高电平;当输入电压UINPUT>+5V时,运放LM358输出+12.95V,VD1导通,VD2截止,Uin=12.96V,UDIR=5V，同理，LS373的输出为高阻态，封锁了PWM。UDIR=0V，光耦导通，F为低电平。
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软件保护电路分析
通常采取的过流保护措施有硬件关断和软件关断两种。硬件关断指在检测出过流和短路信号时,LS373的1脚输出为高电平,迅速封锁栅极信号,使变频电源电路设计中IGBT关断。但是,由于硬件关断一旦检测到过流信号就关断,使得PWM11～PWM66输出不断地发生跳变,很容易发生误动作。为了提高保护电路的抗误动作能力,在硬件短路保护信号之后添加一个软件封锁,即通过F信号来实现(见图3)。当UDIR
为高电平时,LS373直接封锁PWM11～PWM66的信号,实现硬件封锁信号,同时UDRIVE变为低电平,将F信号拉低,通过DSP软件来封锁PWM1～PWM6信号,从而起到软件保护的作用。
3保护过程
信号变化过程如图4和图5所示,
当电压信号-5V<UINPUT<+5V时,UDIR=0V,F信号为高电平,硬件不保护,软件也不保护;当电压信号UINPUT>+5V时,UDIR=5V,硬件保护,封锁PWM,同时,UDIRVE=0V,光耦导通,F为低电平,DSP将从软件上封锁PWM。随着电流的减小,电压信号UINPUT将小于+5V,硬件保护UDIR=0V,但此时软件将一直封锁PWM直到重新上电。同理,当电压信号UINPUT<-5V时,UDIR=5V,硬件保护,封锁PWM,同时,UDIRVE=0V,光耦导通,F为低电平,DSP将从软件上封锁PWM。随着电流的减小,电压信号UINPUT将小于+5V,硬件保护UDIR=0V,这种过流保护,一旦动作后,要通过复位才能恢复正常作。
实验结果
图6显示的是当电流信号使电压为+4.9V,即小于参考电压5V时,没有硬件保护,F信号也为高电平,PWM输出的电压为15V左右,即为变频电源电路设计中IGBT的驱动电压。图7显示的是当电流信号使电压为5.1V,即大于参考电压5V时,UDIR=5V,硬件电路保护,F信号为低电平,封锁PWM,使得PWM输出的电压为0V,即变频电源电路设计中IGBT无驱动电压。实验表明:当实际电压为小于-5V时,变频电源电路设计中IGBT驱动电压也为0V。因此,利用LM358和LS373地址所存器能有效地保护变频电源电路设计中IGBT。
结束语
(1)通过LS373封锁PWM脉冲实现硬件保护,能够对变频电源电路设计中IGBT实施可靠保护,延长变频电源电路设计中IGBT的使用寿命。
(2)在硬件保护的同时,通过三极管和光耦将F信号拉低,实现DSP软件保护,提高了变频电源电路设计中IGBT保护可靠性。
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